Mosfet двигатель


H-Bridge Shield на MOSFET транзисторах. :: NoNaMe

Долго собирался с духом писать или не писать сей опус. Дело в том, что полученная плата работает не совсем так, как я от нее ожидал. Но, наверное плохой результат — тоже результат. А может эта статья поможет кому-то избежать моих ошибок, или вдруг послужит кому-то стартапом для получения лучших результатов.

----------------------<cut>----------------------

Итак, воодушевленный успехом в изготовлении шилда на MOSFET-ах, захотел поиграться с шаговым двигателем. Сразу скажу, что у меня есть в наличии Motor Shield v2, но он не способен работать с мощными двигателями. А тут на глаза попалась очень простая схема так называемого H-Bridge

Очень хорошо. Мои полевики (14N05) держат ток до 13 Ампер! Супер! Мне хватит и 3 ампера. Но для шагового двигателя нужно два таких канала. Соответственно для управления необходимо 4-ре ШИМ вывода. Блин, а в 8-ой Аtmege — только 3 (9,10,11).Но... "Нет препятствий патриотам" — выход найден! (Кстати, спасибо Иванычу :)Вот задуманная схема одного канала:

Те, кто следить за моими поделками, наверняка обратит внимание на некое сходство в схемах :).Итак, задумка следующая. Используем для управления канала два вывода Ардуино — 1 цифровой, второй ШИМ. Цифровым управляем направлением вращения, а ШИМ — скоростью. Так, как в любой момент времени должно работать только два транзистора — инвертируем управляющий сигнал для второго "плеча". Т.е. если одна пара транзисторов открыта — вторая обязательно будет закрыта.Сказано — сделано. Предварительно собрал один канал на макетке:

еще

Результатом остался доволен. Двигатель прекрасно вращался в нужную сторону и с нужной скоростью.Воспользовался случаем (с макеткой-то ОЧЕНЬ удобно!), подобрал детали и для второго канала.

С печаткой возился долго, пытаясь втиснуть задуманное в стандартный размер шилда, и используя одностороннюю плату.Попутно еще немного разобрался со слоями и макросами в СпринтЛайоте :) (Пользуясь случаем, ОЧЕНЬ прошу прощения за печатки в моих предыдущих постах!!)

Далее традиционный ЛУТ. Кстати, на офисе поменяли принтер и печатка вышла не совсем красивая.

Запаиваем элементы, перемычки

вот результат:

вид снизу:

Вот результат работы (управляем двумя 12-вольтовыми двигателями):

а тут крутим шаговик

Но, не все хорошо и гладко.

Один канал у меня скоростью вращения практически не управляет, а второй — жутко греются транзисторы (где-то через минуту работы — палец не удержать).

Что было проделано, в целях устранения данных недостатков:— Заменил нижние по схеме (те, которые подключают землю) полевики на KIA50N06 (кстати, эти транзисторы практически и не грелись)— на опторазвязки установлены конденсаторы 100n (часть снизу, часть сверху)— ставил диоды на каналы двигателей (между землей и питанием)— установил электролит по питанию 12Вольт— "примостырил" стабилизатор напряжения 7812 на подачу напряжения на опторазвязки— менял опторазвязки (благо, их в БП много)— менял полевики в плечах

НО... без положительных результатов :(После всего этого, плата приняла вид "перепаханного поля", дорожки поотслаивались и были заменены на проволочки и т.д. Чтение форумов еще больше меня расстроили.

На этом все. Руки опустились окончательно. Наткнулся тут на статью. На рынке был приобретен мост L298. Появиться время, займусь платой под него.

P.S. Весь материал (схемы, печатку, видео, фото, скетчи и т.д.) по данному проекту можно взять тут.P.S.S. Если кто нибудь (ну ВДРУГ !!! ) доведет данную плату "до ума" дайте знать. Буду премного благодарен.

nnm2.com

H-Bridge Shield на MOSFET транзисторах. страница 2 :: NoNaMe

Долго собирался с духом писать или не писать сей опус. Дело в том, что полученная плата работает не совсем так, как я от нее ожидал. Но, наверное плохой результат — тоже результат. А может эта статья поможет кому-то избежать моих ошибок, или вдруг послужит кому-то стартапом для получения лучших результатов.

----------------------<cut>----------------------

Итак, воодушевленный успехом в изготовлении шилда на MOSFET-ах, захотел поиграться с шаговым двигателем. Сразу скажу, что у меня есть в наличии Motor Shield v2, но он не способен работать с мощными двигателями. А тут на глаза попалась очень простая схема так называемого H-Bridge

Очень хорошо. Мои полевики (14N05) держат ток до 13 Ампер! Супер! Мне хватит и 3 ампера. Но для шагового двигателя нужно два таких канала. Соответственно для управления необходимо 4-ре ШИМ вывода. Блин, а в 8-ой Аtmege — только 3 (9,10,11).Но... "Нет препятствий патриотам" — выход найден! (Кстати, спасибо Иванычу :)Вот задуманная схема одного канала:

Те, кто следить за моими поделками, наверняка обратит внимание на некое сходство в схемах :).Итак, задумка следующая. Используем для управления канала два вывода Ардуино — 1 цифровой, второй ШИМ. Цифровым управляем направлением вращения, а ШИМ — скоростью. Так, как в любой момент времени должно работать только два транзистора — инвертируем управляющий сигнал для второго "плеча". Т.е. если одна пара транзисторов открыта — вторая обязательно будет закрыта.Сказано — сделано. Предварительно собрал один канал на макетке:

еще

Результатом остался доволен. Двигатель прекрасно вращался в нужную сторону и с нужной скоростью.Воспользовался случаем (с макеткой-то ОЧЕНЬ удобно!), подобрал детали и для второго канала.

С печаткой возился долго, пытаясь втиснуть задуманное в стандартный размер шилда, и используя одностороннюю плату.Попутно еще немного разобрался со слоями и макросами в СпринтЛайоте :) (Пользуясь случаем, ОЧЕНЬ прошу прощения за печатки в моих предыдущих постах!!)

Далее традиционный ЛУТ. Кстати, на офисе поменяли принтер и печатка вышла не совсем красивая.

Запаиваем элементы, перемычки

вот результат:

вид снизу:

Вот результат работы (управляем двумя 12-вольтовыми двигателями):

а тут крутим шаговик

Но, не все хорошо и гладко.

Один канал у меня скоростью вращения практически не управляет, а второй — жутко греются транзисторы (где-то через минуту работы — палец не удержать).

Что было проделано, в целях устранения данных недостатков:— Заменил нижние по схеме (те, которые подключают землю) полевики на KIA50N06 (кстати, эти транзисторы практически и не грелись)— на опторазвязки установлены конденсаторы 100n (часть снизу, часть сверху)— ставил диоды на каналы двигателей (между землей и питанием)— установил электролит по питанию 12Вольт— "примостырил" стабилизатор напряжения 7812 на подачу напряжения на опторазвязки— менял опторазвязки (благо, их в БП много)— менял полевики в плечах

НО... без положительных результатов :(После всего этого, плата приняла вид "перепаханного поля", дорожки поотслаивались и были заменены на проволочки и т.д. Чтение форумов еще больше меня расстроили.

На этом все. Руки опустились окончательно. Наткнулся тут на статью. На рынке был приобретен мост L298. Появиться время, займусь платой под него.

P.S. Весь материал (схемы, печатку, видео, фото, скетчи и т.д.) по данному проекту можно взять тут.P.S.S. Если кто нибудь (ну ВДРУГ !!! ) доведет данную плату "до ума" дайте знать. Буду премного благодарен.

nnm2.com

Управление MOSFET-ами #1 | VasiliSk's blog

В инете полно статей о том как работают MOSFET-ы (ака полевики, т.е. полевые транзисторы), что надо рулить напряжением а не током. Разберем поподробнее + и – разных драйверов.

Теория проводимости

Есть N-канальные и P-канальные полевики, также ввиду особенностей производства, между Source и Drain образуется “паразитный” диод.

N-канальный MOSFET:

Для управления N-канальным полевиком необходимо приложить положительное напряжение относительно Source порядка 10V. В импульсных преобразователях на частотах 50+кГц требуется быстро открыть полевик, чтобы его сопротивление резко уменьшилось до ~0 ом. В таком случае потерь тепла будет меньше. Почему? Если заглянуть в любой даташит на полевой транзистор то можно обнаружить что сопротивление перехода Drain-Source меняется в зависимости от напряжения на Gate-Source. Взьмем абстрактный транзистор: если при 5V сопротивление будет составлять 1 ом, то при 10V уже 0.5-0.7Ом, что в ~два раза меньше, как следствие потери при более высоком напряжении управления тоже уменьшаются. Всего то! Однако у Gate есть внутренняя емкость. От десятков пикофарад у самых слабых полевиков до нанофарад у таких монстров как APT5016 (хотя это еще не самый злой полевик).

P-канальный MOSFET:

У P-канального наоборот, надо на Gate подать отрицательное напряжение относительно Source чтобы полевик открылся. Ситуация с сопротивлением открытого канала аналогична.

 

Драйвера

Для того чтобы быстро перезарядить Gate необходимо приложить, в зависимости от полевика, различное усилие. В интернете есть формулы для расчета токов, протекающих через драйвер. Я же хочу показать какие есть схемы управления полевиками. Конкретно нас интересует ключевой режим работы MOSFET-а.

Напрямую от контроллера

Не самый лучший вариант. Исключение составляют контроллеры со встроенным драйвером. RG резистор ограничивает ток через контроллер и уменьшает пульсации. У полевиков тоже есть своя индуктивность, она небольшая, но при быстром нарастании/спаде возникают колебания как в LC контуре. В моих краях найти контроллер со встроенным драйвером либо сложно либо дорого, поэтому приходится колхозить на универсальном ШИМ контроллере, под названием TL494.

Еще одна заметка по поводу резистора RG, когда требуется управлять большими токами и приходится ставить по 2-3+ транзистора, то данный резистор необходимо ставить перед каждым полевиком:

Особо крутые контроллеры, как на материнках, работающие на частотах 0.5-2МГц не требуют данного резистора и имеют отдельный выход для каждого полевика. Каждый полевик там представляет собой отдельную фазу с отдельным дросселем. Такие частоты выбраны специально для уменьшения габаритов всей схемы. Чем выше частота – тем меньше индуктивность нужна. В общих чертах.

Производители контроллеров полевиков рекомендуют сопротивление RG 4.7 Ом. Даже видел гдето видео ролик с презентацией сравнения потерь при различных резисторах. На практике же RG может доходить до 200 Ом, т.к. драйвера разные – токи которые они могут выдержать тоже разные. И частоты тоже разные. Короче глупо говорить что ставьте везде 4.7 Ома и будет счастье. Поэтому данный резистор должен подбираться индивидуально под способности драйвера и емкость Gate полевика (в даташитах этот параметр обозначается как Ciss – Input Capacitance).

Двухтактный биполярный драйвер

Одна из самых эффективных схем управления:

В идеале управляющие транзисторы надо распологать как можно ближе к MOSFET-у, для уменьшения пути протекания тока. Важно добавить шунтирующий конденсатор между VGate и землей (в схеме не указан).

Хорошо если N-канальный полевик Source-ом подключен к общей шине – земле – что и контроллер. Такое бывает в Step-Up конвертерах, однако ими мир не ограничивается. В Step-Down конвертерах полевик подключается Drain-ом напрямую к +, а Source идет дальше на дроссель. Если вы (не дай бог как я, по своей неопытности, когда в первой пришлось собрать понижающий преобразователь) попробуете заставить работать такую схему:

То обнаружите что полевик уже дымиться и припой капает коту на хвост расплавился. Как я сказал в начале статьи, N канальный полевик открывается полностью если на Gate подать + относительно Source. Но в данном случае получается когда мы подаем + на Gate, он начинает открываться и Source поднимается к + тоже! В итоге полевик не открыт и не закрыт. Висит посередине и дико греется. Но тут существует простое решение, Bootstrap-драйвер:

Схема немного усложнилась. Как видите силовым полевиком (справа) управляет по прежднему двухтактный биполярный драйвер. Однако он заведен относительно Source полевика. Левый полевой транзистор – маломощный, используется для сдвига уровня. Сигнал подается инвертированный. Резистор Pull-Down (подтягивающий) лучше поставить, в случае чего чтобы схема не “летала в воздухе”. Вот как оно работает: изначально конденсатор CBOOT заряжается через диод DBOOT управляющим напряжением, т.к. транзистор закрыт, на выводе Source земля (после дросселя L идет нагрузка которая как бы “заземляет” на время выключения полевика вывод Source). Полевик сдвига уровня наоборот (слева), открыт, чтобы силовой полевик был закрыт. Собственно в этом и заключается инверсия. Когда полевик сдвига уровня закрывается через резистор RLEVEL подается положительное напряжение на драйвер, а далее драйвер усиливает сигнал и подает + на Gate силового транзистора. Он начинает открываться и… и открывается полностью! Так как конденсатор CBOOT заряжен и привязан к Source силового полевика, то когда Source выравнялся по напряжению с напряжением притания, то CBOOT поднялся еще выше и оттуда, сверху, рулит через драйвер полевиком! Получается напряжение в момент открытия силового полевика относительно земли таково: UCBOOT+UPOWER. А диод не позволяет этому напряжению уходить обратно. Поэтому важно рассчитать какая разница напряжений у Вас получиться и использовать диод с запасом на данное напряжение. Когда триумф нашего CBOOT подходит к концу левый полевик открывается, на драйвере напряжение падает и одновременно с этим Source силового полевика также возвращается на “землю”. Я бы рекомендовал добавить небольшой резистор после Drain управляющего полевика, чтобы, когда драйвер открыт и “земля” драйвера выше реальной земли, не убить маломощный управляющий полевик. На своей практике я использовал 12 Ом резистор. Такая схема, с КПД 85% управляла понижающим конвертером на 300 ватт…. только недолго, нагрузка на выходе в виде резисторов плавилась на глазах 🙂 Еще большего КПД можно достичь применяя синхронный выпрямитель, это когда вместо диода снизу ставится тоже полевой транзистор и открывается, когда верхний уже закрыт. Т.к. схема синхронизации двух полевиков заметно усложняется, то советую использовать спецальные синхронные драйвера. Там уже все задержки между открытием и закрытием есть, чтобы исключить протекание сквозных токов.

Схема ускоренного выключения на PNP

Самая простая и, возможно, самая популярная схема на одном PNP транзисторе:

В данном случае подразумевается что контроллер достаточно мощный, чтобы быстро зарядить полевик, но например, как у TL494, выход состоит всего лишь из одного npn транзистора. Обьеденив два имеющихся выхода TL494 и подцепив коллектором на + питания, эмитторы идут на вход этого полудрайвера. Главное эммитеры подтянуть на землю резистором. В случае напрямую выход TL494 подключить к полевику, то он будет очень долго закрываться, если подтягивающий резистор на килоом и больше. Если сдеать его на 100-200 ом, то тогда возрастает нагрузка на выходной каскад TL-ки, что тоже не хорошо:

В таком случае и применяется закрывающий драйвер:

В таком случае подтягивающий резистор делается на несколько килоом а RG рассчитывается также как раньше. При подаче положительного импульса, он проходит напрямую через диод D_ON и заряжает Gate полевика. Когда выходной каскад на TL-ке закрывается, то через подтягивающий резистор PULL_DOWN открывается Q_OFF и мгновенно разряжает через себя заряд Gate, что и приводит к моментальному закрытию полевика!

Почему N-канальный полевик лучше P-канального?

Возможно вы уже заметили что на всех схемах фигурирует N-канальный MOSFET. Этому есть несколько причин:

  • У N-канала при одинаковой серии меньшее сопротивление открытого канала.
  • N-канальные дешевле. 20A N-ch 1$ условно, то 20A P-ch 1.5$
  • В парных сборках N-ch и P-ch (в SO8 корпусе например) P-ch обладает как бОльшим сопротивлением так и меньшим максимальным током.
  • Сложно достать мощные P-ch полевики в какойнить деревне 🙂
  • Драйвер на рассыпухе для High-side N-ch может выйти дешевле чем разность стоимости P-ch – N-ch полевиков.

Так что если уже запаслись N-канальными полевиками, то вперед собирать к ним драйвера! Это не сложнее чем купить/найти P-ch.

Конец первой части 🙂

Like this:

Like Loading...

Related

vasilisks.wordpress.com

Силовые MOSFET: расширяем возможности

Эволюция MOSFET происходит по двум направлениям — в сторону увеличения эффективности преобразования энергии и увеличения плотности мощности. Эффективность преобразования определяется уровнем потерь мощности на силовом ключе в процессе работы. Плотность мощности определяется отношением максимального коммутируемого тока, приведенного к корпусу или площади, которую корпус прибора занимает на плате. Ключевыми параметрами, определяющими эффективность работы MOSFET-транзисторов, являются: сопротивление в открытом состоянии Rds(on), максимальный ток через транзистор Id и заряд затвора Qg. Потери мощности определяются двумя составляющими: статической и динамической. Статические потери обусловлены падением напряжения на сопротивлении открытого канала. Динамические потери определяются характером переключения, влиянием паразитных составляющих, потерями в цепях управления по затвору.

Повышение плотности мощности определяется усовершенствованием структуры кристалла и технологии корпусирования. Эволюция развития транзистора от планарной до trench-технологии сопровождалась значительным сокращением площади кристалла, что привело к снижению сопротивления канала в открытом состоянии Rds(on). В свою очередь, уменьшение этого параметра отразилось на снижении потерь мощности и улучшении процесса рассеяния тепла, что позволило производителям повысить плотность мощности. У современных низковольтных MOSFET сопротивление открытого канала составляет менее 1 мОм. Эти приборы обеспечивают широкий токовый диапазон для различных приложений — от единиц до сотен ампер.

Факторы, определяющие эффективность силовых МОП-транзисторов

Для анализа работы полевых транзисторов существует множество моделей, и, тем не менее, соответствующее описание их работы затруднено. Большинство производителей полевых транзисторов предлагают для своих изделий модели Spice или Saber, но слишком мало говорят о ловушках, подстерегающих разработчика. Эти модели обеспечивают, как правило, несколько способов разрешения наиболее общих вопросов. Характеристики переключения транзисторов в реальной схеме существенно отличаются от тех, которые рассчитаны производителями по составным моделям. Причиной этого является недооценка или трудность учета дополнительных факторов, влияющих на поведение мощного МОП-транзистора в реальной схеме.

Кроме структуры и технологического процесса, по которому изготовлен прибор, на работу MOSFET в реальной схеме оказывают влияние и другие факторы:

– сопротивление корпуса;

– паразитные емкости и индуктивности межсоединений;

– топология проводников печатной платы.

При больших токах следует учитывать сопротивление корпуса и печатных дорожек. Медные проводники стандартной печатной платы имеют удельное сопротивление 0,5 мОм на квадрат. В отдельных случаях сопротивление канала MOSFET оказывается ниже сопротивления печатных дорожек. Возможно ли на практике обеспечить прохождение тока с такой плотностью в столь небольшом корпусе? Можно ли добиться того, чтобы сопротивления межсоединений «кристалл — выводы корпуса» и «выводы корпуса — контактные площадки печатной платы» были столь же низки? Необходимо также сохранить высокую частоту переключений транзистора. Что же на практике ограничивает скорость переключения силовых транзисторов?

Фактически, реальная скорость переключения также зависит от ряда других факторов. Например, от того, насколько быстро происходит управление цепями затвора с учетом паразитной индуктивности.

Для анализа поведения MOSFET в реальной схеме рассмотрим полумостовую схему, которая является наиболее типовой для силовой электроники. В частности, эта схема широко используется в синхронных понижающих конверторах.

Влияние паразитной индуктивности выводов корпуса

Одним из основных паразитных элементов полевого транзистора, усложняющих и ухудшающих динамику переходных процессов в реальных схемах, является паразитная индуктивность выводов полевого транзистора. Она обусловлена двумя составляющими –индуктивностью сварных проволок и индуктивностью металлических выводов рамки транзистора. Величина паразитной индуктивности выводов составляет 5...7 нГн.

Влияние паразитной индуктивности рассмотрим на примере типовой полумостовой схемы с MOSFET ключами (см. рис. 1) . На эквивалентной схеме МОП-транзисторов показаны паразитные элементы — сопротивление и индуктивность выводов транзисторов, а также дорожек печатной платы и паяных межсоединений. Наличие индуктивности в цепи затвора приводит к задержке сигнала управления как при включении, так и при выключении транзистора. Поскольку оба ключа (верхний и нижний) под управлением драйвера должны переключаться синхронно, то неучтенная задержка включения и выключения может привести к возникновению сквозного тока через мост и выходу из строя силового прибора.

Рис. 1. Эквивалентная схема полумостового транзисторного каскада с учетом паразитных цепей

Задержка в сигнале управления увеличивает потери мощности в цепях управления полевого транзистора. На рисунке 2 показана зависимость потери мощности от индуктивности выводов MOSFET в реальной схеме DC/DC-преобразователя со следующими параметрами: входное напряжение — 12 В; выходное — 1,3 В; частота преобразования — 500 кГц; выходной ток — 30 А.

Рис. 2. Падение напряжения на CSI увеличивает потери мощности в цепях управления FET

Чем больше потери мощности, тем меньше эффективность преобразования энергии. Наличие индуктивности выводов может также привести к появлению выбросов напряжения. Если эти броски напряжения превысят предельно допустимые значения, прибор выйдет из строя.

Для устранения или уменьшения паразитной индуктивности рекомендуется использовать безвыводные корпуса типа DirectFET, а для уменьшения импеданса межсоединений — оптимальную топологию разводки. В отличие от стандартных корпусов, DirectFET не имеет ни развариваемых проводников, ни рамочных выводов.

Демпфирование индуцированного включения транзистора нижнего плеча

Одной из основных проблем, с которой часто приходится сталкиваться разработчикам силовых преобразователей, является возникновение сквозного тока в полумостовых каскадах, вызванное ложным отпиранием транзистора нижнего плеча из-за емкости Миллера в структуре МОП-транзистора (сток-затвор). Большие частоты переключения с острыми фронтами приводят к увеличению динамического тока. При открывании транзистора верхнего плеча напряжение сток-исток противоположного транзистора уменьшается со скоростью dVce/dt. Фронт этого напряжения вызывает протекание тока через емкость Миллера, затворный резистор и выходной каскад драйвера, что создает падение напряжения на активном сопротивлении в цепи затвора. Если этот потенциал превысит пороговое напряжение на затворе, произойдет ложное открывание транзистора Q2 (см. рис. 3).

Рис. 3. Прохождение тока через емкость затвор-сток

Простой математический анализ показывает, что для наилучшего решения этой проблемы следует, чтобы соотношение Qgd/Qgs1 было меньше 1. Другими факторами предотвращения индуцированного включения являются низкий выходной импеданс цепей драйвера (<1 Ом), низкое внутреннее сопротивление затвора транзистора Rg, включение внешнего форсирующего конденсатора GS и использование для транзистора Q2 типов корпусов с минимальными паразитными параметрами.

Соотношение динамических и статических потерь

Показателем качества управляющего ключа синхронного выпрямителя DC/DC-преобразователя является произведение сопротивления открытого канала на заряд переключения — Rds(on)∙Qsw. Именно этой величине прямо пропорциональна основная доля потерь мощности.

Для лучшего понимания вклада паразитной емкости Cdv/dt в динамические потери рассмотрим два близких типа MOSFET, отличающихся, в основном, Rds и отношением Qgd/Qgs1 (см. табл. 1).

Таблица 1. Параметры двух транзисторов MOSFET

Транзистор

Rds, мОм

Qgs1, нКл

Qgd, нКл

CR (QGD/QGS1)

Vth, В

№1

5,38

8,81

8,59

0,98

2,02

№2

4,83

10,85

16,37

1,51

2,08

Транзистор №1 имеет высокое значение Rds(on) и низкое отношение CR, тогда как транзистор №2 имеет низкое значение Rds(on), но высокое отношение CR. Эти два транзистора были поочередно протестированы в схеме синхронного понижающего преобразователя (см. рис. 3). Транзисторы устанавливались на месте Q2, транзистор Q1 был того же типа. Частота преобразования конвертора — 1 МГц. Входное напряжение — 14 В, а выходное — 1,3 В. Измеренные потери для двух различных типов транзисторов показаны на рисунке 4.

Рис. 4. Потери для двух различных типов МОП-транзисторов в нижнем плече схемы на рисунке 3 (транзистор Q2)

Как показано на этом рисунке, транзистор №1 имеет меньшие потери по сравнению с транзистором №2 в широком диапазоне нагрузок. Фактически, при токе нагрузки 10 A потери мощности на транзисторе №1 на 0,72 Вт меньше, чем у транзистора №2. В целом, потери прибора №2 на 18% больше чем у прибора №1, которые в основном обусловлены вкладом составляющей Cdv/dt (динамические потери при включении). Секрет состоит в том, что транзистор №1 имеет меньшее значение Qgd и отношение CR и, следовательно, он обеспечивает меньшие потери Cdv/dt.

Влияние топологии разводки

Разводка цепей на печатной плате является другим важным фактором, определяющим производительность MOSFET в силовой схеме. Например, плохая или неудачная разводка печатных дорожек может добавить паразитные индуктивности и сопротивления, которые приведут к увеличению динамических потерь и потерь на проводимость. В результате вырастет уровень ЭМИ.

Для уменьшения влияния топологии разводки разработчик должен стремиться к тому, чтобы площадь входных цепей была как можно меньше, и размещать драйвер и MOSFET как можно ближе друг к другу (см. рис. 5).

Рис. 5. Длина входных цепей должна быть минимальной

На правой части рисунка для уменьшения площади входных цепей использованы проходные керамические конденсаторы малого размера, размещенные под транзистором, и переходные отверстия. Следовательно, необходимо помещать проходные конденсаторы после выхода драйвера как можно ближе к затвору MOSFET. В данном случае, организация цепей управления транзистором Q1 имеет больший приоритет, чем цепей Q2.

При параллельном соединении полевых транзисторов следует обеспечить согласование импеданса затворных цепей. Дополнительно, при разводке печатных дорожек требуется использовать отдельные проводники аналоговой и силовой земли, чтобы локализовать прохождение больших токов по заданным направлениям и исключить влияние на чувствительные входные цепи. Эти две земли необходимо соединить на печатной плате только в одной точке. В разводке следует использовать множество переходных отверстий для соединения МОП-транзистора с цепями питания Vin или землей. Любые неиспользуемые площади на печатной плате должны быть покрыты медным слоем.

Технология корпусирования — ключевой фактор повышения производительности MOSFET

Рост эффективности корпусов силовых МОП-транзисторов для поверхностного монтажа до настоящего времени обеспечивался эволюционным развитием уже известных основных типов корпусов по двум основным направлениям. Первое из них — разработка на базе корпуса SO-8. Второе — разработка приборов с многорядным расположением шариковых контактов в корпусах типа BGA или в бескорпусных FlipChip.

Снижение активного сопротивления и улучшение теплопередачи вариантов корпуса SO-8 достигалось за счет увеличения количества развариваемых к выводам и кристаллу проволок из золота или алюминия. Им на смену пришло крепление кристалла медными зажимами-клипсами, что попутно улучшило отвод тепла к умощненным выводам корпуса, дополнительно рассеивающим тепло.

За последние несколько лет ведущие производители MOSFET произвели существенные улучшения в корпусировании транзисторов, сохранив при этом низкие сопротивления во включенном состоянии и минимизировав паразитные параметры.

Корпус D2PAK-7

Корпус D2PAK (TO-263) был разработан более 10 лет назад. Он используется многими производителями для корпусирования мощных MOSFET с токами до 100 А и более. Соединение контактов затвора и истока кристалла с выводами рамки корпуса производится алюминиевыми проволоками диаметром около 250 мкм. Стоковый контакт кристалла посажен через эвтектику на массивную металлическую площадку выводной рамки. Для уменьшения сопротивления соединения истока оно выполнено тремя проволоками. Основная цель модифицированного корпуса D2PAK-7, выпущенного компанией International Rectifier — увеличение нагрузочной токовой способности корпуса за счет уменьшения сопротивления между контактами истока кристалла и выводной рамкой. Кристалл транзистора при этом не подвергался модификации под новый корпус. С этой целью истоковые контакты на кристалле соединены четырьмя проволоками с двумя гребенками контактов — на два и три контакта (см. рис. 6).

Рис. 6. Новый корпус обеспечивает удвоение токовой нагрузочной способности до двух раз

Благодаря этому удалось уменьшить сопротивление Rds(on) на 0,4 мОм по сравнению с обычным трехвыводным корпусом D2PAK. Использование дополнительных выводов рамки для цепи истока также улучшило теплопередачу. При этом увеличилась и нагрузочная токовая способность корпуса.

В таблице 2 представлены базовые параметры MOSFET в модифицированных корпусах D-PAK-7 компании IR. Можно отметить значительное уменьшение сопротивления открытого канала Rds(on) и увеличение максимального тока Id. Новая технологии корпусирования позволила значительно увеличить плотность мощности полевых транзисторов. Однако паразитные индуктивности выводов для корпуса D-PAK-7 сохранились на прежнем уровне.

Таблица 2. HEXFET N-канальные MOSFET-транзисторы в 7-выводном корпусе D2-PAK

Тип

VDS, В

Rds(on) @ 10 В, мОм

ID @ TC = 25°C, A

Qg, нКл

IRF1324S-7P

24

1,0

429

180,0

IRF2804S-7P

40

1,6

320

170,0

IRFS3004-7P

40

1,25

400

160,0

IRLS3034-7P

40

1,4

380

120,0

IRF1405ZS-7P

55

4,9

150

150,0

IRF3805S-7P

55

2,6

240

130,0

IRLS3036-7P

60

1,9

300

110,0

IRFS3006-7P

60

2,1

293

200,0

IRF2907ZS-7P

75

3,8

160

170,0

IRFS3107-7P

75

2,6

260

160,0

IRLS4030-7P

100

3,9

190

93,0

IRFS4010-7P

100

4,0

190

150,0

IRFS4115-7P

150

11,8

105

73,0

Корпус DirectFet

Технология корпусирования DirectFET компании IR стала первой, которая обеспечила прорыв на пути достижения рекордно высоких показателей эффективности корпуса. Внешний вид и поперечный разрез прибора DirectFET представлены на рисунке 7.

Рис. 7. Корпус типа DirectFET обеспечивает минимальные сопротивление выводов и паразитную индуктивность

Кристалл имеет двустороннее расположение выводов. На его нижней стороне расположены металлизированные контакты: два контакта истока и один — затвора. Контакт стока на второй поверхности кристалла соединен с медным корпусом-кожухом. Кристалл крепится к корпусу с помощью специального компаунда. Электрический контакт с печатной платой обеспечивается пайкой двух контактов истока, контакта затвора и двух контактов корпуса (отбортовки на корпусе). В транзисторах DirectFET электрический ток протекает по кратчайшему расстоянию — через кристалл и крышку корпуса. У транзисторов в корпусе SO-8, D-Pak и в разновидностях корпусов на их основе ток, кроме того, протекает через проволоки разварки кристалла и выводы корпуса. Электрическое сопротивление корпуса DirectFET около 0,1 мОм. Это значение в 14 раз ниже, чем аналогичный параметр у классического корпуса SO-8. Оно гораздо ниже электрического сопротивления кристалла при открытом канале.

Разработанный компанией International Rectifier корпус нового поколения для поверхностного монтажа обеспечивает эффективный отвод тепла от кристалла мощного MOSFET за счет двухстороннего охлаждения кристалла. У транзисторов в корпусах DirecFET термосопротивление «кристалл — печатная плата» составляет всего 1°С/Вт, а термосопротивление «кристалл — поверхность корпуса» — 3°С/Вт. Благодаря низкому термосопротивлению корпуса DirectFET способны рассеивать гораздо более высокую мощность, чем корпуса для поверхностного монтажа других типов. Это позволило, по крайней мере, удвоить номинальный ток транзистора, сохранив размеры как кристалла, так и корпуса. Отсутствие проволок разварки и рамочных выводов с прямым монтажом кристалла на печатную плату предельно снизило сопротивление контактов и паразитные индуктивности выводов. Простота топологии монтажа печатной платы также способствует уменьшению паразитных индуктивностей.

Классификация корпусов DirectFET

Для оптимизации и согласования с током и сопротивлением канала транзистора разработаны три группы стандартных типов корпусов DirectFET, отличающихся размером крышки (Can): Small (малые), Medium (средние) и Large (большие). В каждой из групп существуют различные модификации в зависимости от размера кристалла, расположения и числа контактных площадок. На рисунке 8 представлено сравнение размеров корпусов SO-8, DirectFET типоразмера М (средний типоразмер) и D-Pak.

Рис. 8. Соотношение размеров корпусов для поверхностного монтажа

Все типы корпусов DirectFET имеют одинаковую и минимальную среди корпусов для поверхностного монтажа высоту 0,7 мм. Номенклатура выпускающихся транзисторов в корпусах DirectFET компании IR перекрывает диапазон напряжений 20...250 В.

В таблице 3 приведены параметры N-канальных HEXFET-транзисторов International Rectifier в корпусах DirectFET.

Таблица 3. N-канальные HEXFET-транзисторы в корпусах DirectFET

Транзистор

Vds, В

Rds(on) Max 10 В, мОм

ID @ TA = 25°C, A

Qg, нКл

IRF6691

20

1,8

32,0

47,0

IRF6718L2

25

0,70

61,0

IRF6717M

25

1,25

38,0

46,0

IRF6727M

30

1,7

32,0

49,0

IRF6726M

30

1,7

32,0

51,0

IRF7739

40

1,0

46,0

220,0

IRF7749L2

60

1,5

33,0

200,0

IRF7759L2

75

2,3

26,0

200,0

IRF6646

80

9,5

12,0

36,0

IRF7769L2

100

3,5

20,0

200,0

IRF7779L2

150

11,0

11,0

97,0

IRF6641

200

59,9

4,6

34,0

IRF7799L2

250

32

6,6

110,0

Применение транзисторов в корпусах DirectFET дает возможность заменить до трех параллельно включенных транзисторов в корпусе SO-8 или до двух транзисторов в корпусе D-Pak, вдвое поднять объемную плотность энергии, резко снизить температуру в преобразователе. Ультранизкое сопротивление открытого канала и низкий заряд затвора обеспечивают КПД преобразования выше 90% в одно- и многофазных DC/DC-преобразователях, применяемых в компьютерной технике.

Корпус PQFN

Транзисторы в корпусе PQFN (силовой QFN) занимают промежуточное положение по эффективности между транзисторами в стандартных корпусах DPAK, SO-8 и в корпусах DirectFET. Корпус PQFN (см. рис. 9) занимает такую же площадь, как и SO-8, но имеет ряд преимуществ.

Рис. 9. Корпус типоразмера 5×6 мм занимает точно такую же площадь и использует то же посадочное место, что и корпус SO-8

Расположение выводов для этих двух корпусов идентичное, что обеспечивает применение транзистора в корпусе PQFN в качестве альтернативной замены SO-8. В нем можно разместить более крупный кристалл. Выводы стока и истока имеют большую площадь. Термосопротивление между кристаллом и выводами существенно ниже, чем у SO-8 (2,8°С/Вт). По этой причине транзисторы в данном корпусе можно использовать в преобразовательных устройствах с более высокими характеристиками, чем в случае транзисторов в корпусе SO-8 и с более низкой ценой по сравнению с DirectFET. В таблицах 4 и 5 представлены параметры HEXFET N- и P-канальных транзисторов International Rectifier в корпусах PQFN.

Таблица 4. N-канальные HEXFET-транзисторы IR в корпусах PQFN

Транзистор

Типы корпусов

VDS, В

RDS(on) Max 10 В, мОм

ID @ TC = 25°C, A

Qg, нКл

IRLHS6242

PQFN 2×2

20

22

14,0

IRFH5250

PQFN 5×6 B

25

1,15

45

52,0

IRFH5302

PQFN 5×6 B

30

2,1

100

29,0

IRFH5300

PQFN 5×6 B

30

1,4

50,0

IRLH5034

PQFN 5×6 B

40

2,4

100

82,0

IRLH5036

PQFN 5×6 B

60

4,4

100

44,0

IRFH5007

PQFN 5×6 B

75

5,9

100

65,0

IRFH5010

PQFN 5×6 B

100

9,0

100

65,0

IRFH5015

PQFN 5×6 B

150

31,0

56

33,0

IRFH5020

PQFN 5×6 B

200

55,0

43

36,0

IRFH5025

PQFN 5×6 B

250

100,0

32

37,0

Таблица 5. P-канальные HEXFET в корпусах PQFN

Транзистор

Тип, размер корпуса

VDS, В

RDS(on) Max 10 В, мОм

ID @ TC = 25°C, A

Qg, нКл

IRFHS9301

PQFN 2×2

–30

37,0

13

6,9

IRFHM9331

PQFN 3×3

–30

14,6

24

16,0

IRFH9310

PQFN 5×6 B

–30

4,6

40

58,0

Зависимость сопротивления и паразитной индуктивности корпуса от частоты

Измеренные зависимости сопротивления и паразитной индуктивности от частоты для различных типов MOSFET-корпусов показаны на рисунках 10 и 11.

Рис. 10. Зависимость сопротивления различных типов корпусов от частоты
Рис. 11. Зависимость паразитной индуктивности корпуса от частоты

Из приведенных рисунков видно, что корпуса DirectFET вносят совсем незначительный вклад в паразитное сопротивление и индуктивность по сравнению с другими корпусами. Кроме того, вариации паразитных параметров DirectFET минимально зависят от частоты по сравнению с указанными корпусами, поскольку индуктивность и сопротивление корпуса сведено к минимуму.

Последние модернизации корпусов DirectFET позволили уменьшить его сопротивление до 0,15 мОм, а паразитную индуктивность — до менее чем 0,1 нГн. Среди других корпусов ближе всех по данным показателям к DirectFET является корпуса серии MLP, представляющие собой разновидность корпусов PQFN.

Эффективные приложения MOSFET

Топология понижающего DC/DC-преобразователя с синхронным выпрямлением требует применения полумостового коммутатора, в нижнем плече которого преобладают потери проводимости, а в верхнем — динамические потери коммутации. Динамические потери тем выше, чем выше частота коммутации. Т.е. для верхнего плеча требуется ключ с минимальным RDS(ON), а для нижнего плеча — с минимальным QG. Новые технологии компании International Rectifier позволяют ей производить MOSFET с улучшенными рабочими характеристиками, благодаря чему в полумостовых каскадах применяются транзисторы одного типа с сохранением высокого уровня его эффективности. Малые значения QG обеспечивают низкое электропотребление AC/DC-преобразователей в дежурном режиме. Все перечисленные преимущества DirectFET далеко не исчерпывают возможности новой технологии корпусирования. В новом типе корпуса возможна также реализация целого ряда других силовых приборов, например, ультрабыстрых диодов, диодов Шоттки с возможностью достижения нового уровня характеристик.

Для большинства применений повышенная плотность мощности увеличивает гибкость выбора конструкторских решений. Например, в схемах, где требуется использование параллельных MOSFET для перераспределения тока, транзисторы с более высоким током позволяют снизить общее число используемых компонентов и стоимость изделия, поскольку меньшее число полевых транзисторов пропускает ток той же величины. Поэтому увеличение плотности мощности и возможности работать на высоких токах позволяет использовать полевые транзисторы в более сложных условиях эксплуатации, где требуется больший запас «выносливости» при возникновении нежелательных переходных процессов.

Благодаря компактности и ультранизким потерям перечень приложений транзисторов DirectFET постоянно расширяется. Помимо уже перечисленных приложений DirectFET нашли применение в высококачественных усилителях звука, в инверторах солнечных батарей, приводах с батарейным питанием, применяемых в электроинструментах.

Литература

1. Eric Persson. What really limits MOSFET performance: Silicon, package, driver or circuit board?//International Rectifier Corp. EE Times.

2. В. Башкиров. DirectFET — прорыв в технологии корпусирования мощных полевых транзисторов//Компоненты и технологии. №5. 2002.

3. В. Башкиров. Новые семейства высокоэффективных низковольтных MOSFET//Новости электроники.

4. А. Никитин. Преимущества транзисторов в корпусах DirectFET//Новости электроники. № 7. 2010.

5. DirectFET Technology Board Mounting Application Note//Документ an-1035 компании International Rectifier.

6. А. Павленко. Монтаж корпуса DirectFet//Силовая электроника. №4. 2008.

www.russianelectronics.ru

Как разработчику заставить работать новые MOSFETs

Кирилл Иванов (г. Челябинск)

MOSFET были разработаны более 40 лет назад и некоторые особенности этих устройств до сих пор не получили достойного внимания.

Приходилось ли вам наблюдать за переходом напряжения VDS в режим «ON», в то время как напряжение VGS находилось в состоянии «OFF»? Может быть, вы использовали MOSFET в линейном режиме и он не работал, несмотря на то, что находился в безопасной области работы (SOA)? Сталкивались ли с тем, что новые, более выгодные по цене приборы с похожими параметрами не работали, когда вы заменяли ими старые?

В этой статье хотелось бы углубиться в эти вопросы, исследуя нюансы механизмов динамического включения MOSFET, а также механизмы обратного восстановления диода, лавинного пробоя, особенности работы в линейном режиме.

Из статьи станет понятно, как выбрать правильное устройство и максимально избежать проблем.

 

Азбука устройства MOSFET

В общих чертах MOSFET позволяет с помощью низкого напряжения на затворе управлять током, протекающим по каналу «исток-сток». Благодаря этому свойству можно значительно упростить схему управления, а также снизить суммарную затрачиваемую на управление мощность.

На сегодняшний день широкое распространение получили две технологии производства MOSFET: планарная и Trench.

Первые MOSFET были созданы по планарной технологии. Транзисторы, изготавливаемые по этой технологии, изображены на рис. 1. Их структура состоит из металла и полупроводника, разделенных слоем оксида кремния SiO2

 

 

Рис. 1. Планарная технология — первые дискретные MOSFET

Trench-структура (рис. 2) имеет более высокую плотность ячеек, что выражается в более низком значении Rds(on). В Trench MOSFET на поверхности подложки создается V-образная канавка, на которую осаждается слой оксида, и затем происходит металлизация.

 

 

Рис. 2. Высокоплотные Trench MOSFET могут быть меньше, чем их планарные собратья, но обладать сравнимым значением Rds(on)

Поле затвора в Trench MOSFET оказывает влияние на гораздо большую область кремния. В результате этого для получения аналогичного Rds(on) требуются меньшие физические размеры, чем при изготовлении MOSFET по планарной технологии.

Наряду с явными достоинствами MOSFET имеют и отрицательные стороны. Так, между слоем n- стока и p+ истока формируется внутренний диод. Характеристики этого диода приводятся в технических данных на все MOSFET. Применяя MOSFET в импульсных схемах, всегда нужно принимать во внимание время обратного восстановления внутреннего диода. Также, в MOSFET формируется внутренний NPN-транзистор, коллектором которого является n-слой стока, базой — p-слой, а эмиттером — n-слой истока.

Необходимо учитывать, что металлизация истока (рис. 3) в некоторых местах имеет очень низкое сопротивление между переходом «база-эмиттер», этот момент осложняет включение транзистора.

 

 

Рис. 3. Внутренние диод и биполярный транзистор в структуре MOSFET

 

Емкостные механизмы ложного открывания

Несколько ложных механизмов включения могут создавать сложности при разработке импульсного источника питания. Открывают список два из них. Они связаны с паразитными емкостями транзистора и переходными процессами. Переходные процессы возникают из-за изменения напряжения на индуктивности. Происходит это во время переключения состояния MOSFET.

Первый механизм связан с емкостью Миллера CDG и емкостью затвора CGS. Если к выключенному MOSFET приложить напряжение VDS, то фронт этого напряжения наводит ток, протекающий через емкость Миллера, емкость затвора, в итоге на сопротивлении цепи затвора (RG) создается падение напряжения (рис. 4). Если образующийся потенциал превысит пороговое напряжение затвора, произойдет ложное открывание транзистора.

 

 

Рис. 4. Емкость Миллера с емкостью затвор-исток образуют делитель напряжения

С ростом температуры увеличивается вероятность ложного открывания транзистора из-за тока, наведенного фронтом напряжения VDS.

Данная проблема актуальна, когда синхронный понижающий конвертер преобразует напряжение с 12 до 1,8 В или ниже, а выход продолжительное время нагружен на индуктивную нагрузку. В этом случае ключ нижнего плеча проводит ток нагрузки большую часть времени. Когда ключ верхнего плеча запирается, индуктивность коммутируется вниз через внутренний диод транзистора нижнего плеча, затем транзистор нижнего плеча включается. Напряжение «сток-исток» верхнего ключа быстро поднимается от 0 В (включенное состояние) до примерно VCC-VF (выключенное состояние минус напряжение падения на диоде). В это время транзистор весьма восприимчив к ложному отпиранию. Вероятность этого настолько высока, что для качественной оценки используется соотношение QGS и QGD; выбирая MOSFET, мы должны руководствоваться этим соотношением. Чем выше QGD и ниже QGS, тем выше вероятность, что произойдет ложное открывание. Низкое значение RG, низкий выходной импеданс драйвера затвора и низкий импеданс трассировки позволяют качественнее удерживать устройство в запертом состоянии.

Если в устройстве имеются подозрения на ложные открывания, понаблюдайте за напряжениями VGS, VDS и током ID. Когда нижний ключ отпирается, мы наблюдаем короткий положительный импульс на VGS и связанное с ним понижение VDS. Для борьбы с этим эффектом можно выбрать MOSFET с низкой емкостью CDG, высокой емкостью CGS и более высоким порогом отпирания. Возможна установка дополнительного конденсатора между затвором и истоком. При установке CGS увеличивается суммарный заряд затвора, необходимый для достижения порогового напряжения отпирания MOSFET. Емкость CGS ослабляет влияние эффекта Миллера, заряжаясь создаваемым им током и препятствуя возникновению тока в цепи затвора. Однако этот способ очень редко используется на практике, поскольку увеличение емкости в цепи затвора приводит к росту потерь переключения MOSFET.

Второй емкостной механизм связан с внутренним NPN-транзистором, сформированным в структуре MOSFET. Переход «база-эмиттер» этого транзистора обладает низким, но не нулевым сопротивлением. Падение напряжения, вызванное протеканием тока по этому сопротивлению, заряжает емкость Миллера (рис. 5)

 

 

Рис. 5. Тип включения, при котором внутренний транзистор структуры MOSFET оказывает дополнительное влияние

 

Включение от индуктивности истока

Структуры большинства выводных MOSFET — SOIC, DPAK, TO-220 и т.д. — сходны между собой. Высокотемпературный припой соединяет основание устройства с выводной рамкой. Это соединение обладает минимальной проводимостью. Также жесткие проволочки соединяют исток прибора от наружного вывода к внутреннему слою. Иногда от вывода истока идет несколько жестких параллельных проволочек, для этого используется технология соединения die-to-leadframe (рис. 6).

 

 

Рис. 6. Конструкция большинства выводных MOSFET на примере корпуса D2PAK

Затвор соединен с внешним выводом одним миниатюрным жестким проводником. Проблемы возникают из-за наличия индуктивности выводов истока. Через вывод стока протекает мощный ток, а также обратный ток включения/выключения от драйвера затвора.

С практической точки зрения невозможно увидеть реальное напряжение на истоке выводного транзистора. Измерив напряжение, мы получим значение лишь на выводе истока, но фактически исток транзистора соединяется с источником напряжения через индуктивность вывода. В абсолютном выражении проводник, расположенный над заземленным проводником в свободном пространстве, обладает индуктивностью 0,8 нГн/мм; таким образом, между источником напряжения и истоком транзистора присутствует индуктивность порядка 3…5 нГн. Большие корпуса транзисторов, например, TO220, как правило, имеют большие значения индуктивности истока.

Индуктивность истока обладает свойством оказывать противодействие как при включении транзистора, так и при его выключении. Процессы, возникающие при выключении, гораздо заметнее из-за больших токов, протекающих через устройство, и большей энергии, запасенной в индуктивности истока.

В момент выключения транзистора индуктивность истока пытается сохранить ток в соответствии с выражением V = -Ldi/dt. Отсюда следует, что полярность напряжения на индуктивности изменяется мгновенно, как только MOSFET прерывает ток, протекающий через него. До выключения транзистора напряжение на индуктивности истока имело положительный потенциал на кристалле и отрицательный потенциал на выводной рамке транзистора. После выключения, в течение непродолжительного времени, потенциалы на концах индуктивности истока меняются местами. На конце индуктивности, присоединенной к выводной рамке, образуется положительный потенциал. В течение этого периода это напряжение добавляется к напряжению управления затвора.

Несмотря на то, что сигнал управления выключением транзистора выбирает путь наименьшего сопротивления, напряжение от индуктивности истока добавляется к низкому напряжению от драйвера, и тем самым создает паразитный сигнал управления состоянием затвора.

Если это паразитное напряжение достаточно высоко, то оно может включить устройство, противодействуя сигналу драйвера затвора (рис. 7)

 

 

Рис. 7. Включение транзистора паразитным напряжением, действующим против сигнала драйвера затвора

Для устранения проблем в высокоскоростных схемах применяются безвыводные корпуса, например, корпус PQFN с технологией медной клипсы от International Rectifier, а также корпус DirectFET. MOSFET в этих корпусах обладают минимальными индуктивностями истока. В устройствах, которые требуют применения выводных компонентов, мы можем подавать на затвор отрицательное напряжение запирания. При наличии достаточного отрицательного напряжения на затворе паразитный импульс не способен сместить потенциал VG до порогового значения.

В таблице 1 приведены параметры двух новых MOSFET компании IR — IRF6708S и IRF6728M, которые выполнены в корпусе DirectFET малого и среднего размера, соответственно. Их использование позволяет уменьшить размер печатной платы, а также снизить общую стоимость системы. Технология корпусирования DirectFET позволяет получить минимальные сопротивления контактов и паразитные индуктивности выводов, а также обладает высокой эффективностью отвода тепла от кристалла за счет двустороннего охлаждения и других конструктивных особенностей.

Таблица 1. Параметры новых MOSFET компании International Rectifier  

Наименование VDS, В RDS(ON)тип.@10 В, мОм RDS(ON)тип.@4,5 В, мОм VGS, В QGтип. @ 4,5 В, нКл QGтип. @10 В, нКл
IRF6728M 30 1,8 2,8 ± 20 20 8,7
IRF6708S2 30 7,5 12 ± 20 6,6 2,2

Ранее мы упоминали диод, который образуется в p-n-переходе MOSFET между n- областью стока и p-каналом истока. Как и любой другой диод, он обладает временем обратного восстановления (рис. 8).

 

 

Рис. 8. Типовой график времени обратного восстановления внутреннего диода

Основными параметрами этого диода являются tRR и QRR, и условия, при которых они были измерены.

Когда транзистор верхнего плеча в синхронном понижающем преобразователе выключается, индуктивность начинает разряжаться через внутренний диод транзистора нижнего плеча. Это режим потерь, который минимизируют за счет быстрого включения транзистора нижнего плеча. Канал транзистора нижнего плеча открывается и отбирает весь ток на себя, диод закрывается.

Ток обратного восстановления MOSFET течет через канал наряду с током выброса от индуктивности. Суммарный ток может негативно повлиять на область безопасной работы прибора.

Может показаться, что единственным вариантом является выбор MOSFET с наиболее низкими QRR и/или tRR. Это не так.

Параллельно внутреннему диоду можно подключить внешний диод с более низким напряжением VF: таким образом, ток потечет в обход внутреннего диода. MOSFET со встроенным диодом Шоттки, называемые FETky, предполагают наличие внутреннего диода Шоттки, включенного параллельно с внутренним диодом, он выполняет ту же самую роль. Прямое напряжение VF диода Шоттки гораздо меньше, чем у обычного p-n-перехода. Таким образом, Шоттки шунтирует ток выброса. Поэтому быстрый диод Шоттки необходим для уменьшения QRR. В высоковольтных приложениях, для которых FETkeys не производятся, можно включить внешний диод Шоттки необходимого или большего напряжения параллельно с внутренним диодом с минимальной индуктивностью.

 

Лавинный пробой

Самый простой способ объяснить лавинный пробой — использовать flyback-конвертер (рис. 9).

 

 

Рис. 9. Схема flyback-преобразователя для демонстрации лавинного процесса

Предположим, что структура цепочки RCD, используемая, чтобы минимизировать выбросы напряжения через переключающийся MOSFET, не является внутрисхемной. Кроме того, узел между стоком MOSFET и индуктивностью первичной обмотки разблокирован.

Когда MOSFET включается, в первичной обмотке начинает нарастать ток в соответствии с выражением V = -Ldi/dt. Когда транзистор выключается, полярность напряжения на катушке мгновенно изменяется, добавляясь к напряжению B+. Катушка перекачивает напряжение обратно, чтобы поддержать ток и разрядить первичную индуктивность.

С разблокированным стоком напряжение VDS близко или немного выше напряжения B+, в этом случае мы наблюдаем лавинный пробой (рис. 10).

 

 

Рис. 10. Ограниченный лавинный процесс во Flyback-преобразователе

Лавинный пробой — когда напряжение на MOSFET повышается быстро и затем отсекается на некотором уровне выше напряжения VDS (обычно 110…115% от VDS). Отсечка происходит, когда напряжение пробоя внутреннего диода MOSFET ограничивает увеличение напряжения. Подтверждением является плоская вершина формы всплеска напряжения.

Лавинный пробой происходит из-за наличия индуктивности. Например, соленоид или двигатель испытывают аналогичный скачок напряжения при открытии ключа с разблокированной нагрузкой.

Существует немало статей на тему лавинного пробоя, в которых подробно описаны методики проектирования и расчета подобных цепей.

Важное отступление по сравнению транзисторов по параметрам лавинного пробоя. Раньше для оценки и тестирования старых транзисторов использовали в качестве нагрузки большие значения индуктивности, для тестирования новых транзисторов используют значительно меньшие величины. Данные различия нужно учитывать, когда производится сравнение транзисторов по параметрам лавинного пробоя, так как новые полевые транзисторы на первый взгляд будут выглядеть значительно хуже по характеристикам, чем более старые.

 

Линейный режим работы

Рассмотрим работу MOSFET в линейном режиме.

На рис. 11 в логарифмическом масштабе на горизонтальной оси отложены значения напряжения «сток-исток» VDS, на вертикальной оси — значения тока стока ID. Кривая области безопасной работы описывает прямо-смещенную характеристику MOSFET-транзистора.

 

 

Рис. 11. Область безопасных режимов MOSFET

Положительный наклон в первой декаде ID/VDS отражает постоянное сопротивление RDS(ON), отрицательный — постоянную мощность. При низком напряжении MOSFET не может провести номинальный ток из-за сопротивления канала RDS(ON) и низкого значения VDS. Постоянное сопротивление RDS(ON) показано линейно в первой части кривых (линия зеленого цвета) области безопасной работы.

Вторая часть кривой (серая линия) отражает максимальный ток через транзистор. Третья часть (синяя линия) — постоянная мощность MOSFET.

Четвертая часть (линии розового и фиолетового цветов) никогда не описывались, исключение составляют лишь самые новые технические описания у компании IR. Этот сегмент имеет отрицательный наклон свыше постоянной мощности. По сути это выглядит как вторичный пробой в биполярном транзисторе, но это не так. Здесь показана область стабильной работы транзистора в стабильном состоянии — напряжение VDS выше, а ток ID ниже максимально допустимого. Большинство импульсных устройств не работают в этом состоянии. В импульсном источнике питания транзистор находится либо во включенном состоянии, с низким VDS и высоким током (левая верхняя линия области безопасной работы), либо выключен.

Вторая точка перелома на кривой области безопасной работы показывает границу Спирито. Эта точка перегиба возникает из-за микроскопических особенностей транзистора. MOSFET состоит из множества тысяч параллельных ячеек, каждая ячейка обладает примерно одинаковыми значениями VDS и VGS. Единственный параметр, который отличает ячейку от ячейки — усиление. Когда MOSFET находится в режиме насыщения, то разность в усилении не существенна. Но это заметно в линейном режиме. Ячейка с большим усилением пропускает больший ток, что вызывает локальный перегрев. Решением является перевод транзистора в насыщение, тогда ячейки оптимально распределяют ток, не вызывая перегревов. Наиболее оптимально работают в линейном режиме ранние планарные MOSFET. Обладая низкой плотностью ячейки и низким коэффициентом усиления, они лучше распределяют поток тепла на большой площади, что меньше сказывается на параметрах MOSFET в линейном режиме. Ранние планарные транзисторы (рис. 12) лучше подходят для линейных режимов работы, чем Trench-приборы.

 

 

Рис. 12. Сравнение технологий при работе в линейном режиме

Лучше всего это иллюстрируется в сравнении трех различных технологических процессов — ранняя планарная технология, обновленная планарная технология, и Trench-технология.

Для MOSFET, работающих в линейном режиме с постоянным напряжением «затвор-исток» VGS, током стока ID и температурой, повышение температуры (с сохранением постоянного значения VGS) и увеличение тока приводит к тепловому уходу и нестабильности. И наоборот, уменьшение тока с ростом температуры приводит к повышению стабильности работы транзисторов в линейном режиме.

На графике ранних планарных MOSFET четко видна точка пересечения, после которой нагрев вызывает тот же или меньший ток для данного значения напряжения VGS. Этого эффекта не наблюдается у MOSFET с обновленной планарной технологией и у Trench.

Обновленные планарные и Trench-MOSFET не подходят для технологий hot-swap и линейного регулирования, так как они тут же выйдут из линейного режима. Эти приложения требуют MOSFET ранней планарной технологии.

Инженеры по применению КОМПЭЛ могут дать вам ответ о технологии производства конкретного MOSFET и о возможности его применения в той или иной схеме.

Данный обзор должен помочь в решении множества проблем при создании прототипов устройств. И хотя не было затронуто большое количество параметров и основных направлений, была предпринята попытка объяснить основные механизмы, взаимодействия, и возможные пути решения возникающих проблем. Независимо от того проектируется ли DC/DC-преобразователь или схема hot-swap, этот материал будет полезен на всех уровнях, от миниатюрных до многоваттных устройств.

Инженеры компании International Rectifier разработали удобный online-инструмент (он находится на сайте http://www.irf.com/: Design Support ® SyncBuck MOSFET Tool) по выбору оптимальной пары MOSFET для понижающих синхронных преобразователей. Введя все необходимые для расчета данные, вы получите список рекомендуемых транзисторов с кратким перечнем их параметров, типа корпуса и ориентировочной стоимостью.

Получение технической информации, заказ образцов, поставка — e-mail: power.vesti@compel.ru

 

 

Рубрика: новинки элементной базы Метки: IR, MOSFET, Supervisor, Транзисторы

О компании Int. Rectifier

В 2015 году компания Infineon приобрела компанию International Rectifier, тем самым значительно усилив свои лидирующие позиции в области силовой электроники. ...читать далее

www.compel.ru

Управление силовыми ключами MOSFET и IGBT

 

Раз уж на нашем сайте появились статьи о ШИМ и регулировании мощности нагрузки с помощью микроконтроллеров, то нельзя обойти стороной тему об управлении силовыми ключами. Именно силовые ключи (транзисторы) являются финальным звеном в схеме регулирования мощности нагрузки, примеры схем приведены в статьях об электроприводе постоянного тока.

В настоящее время в качестве силовых ключей большой и средней мощности применяются в основном MOSFET и IGBT транзисторы. Если рассматривать эти транзисторы как нагрузку для схемы их управления, то они представляют собой конденсаторы с ёмкостью в тысячи пикофарад. Для открытия транзистора, эту ёмкость необходимо зарядить, а при закрывании – разрядить, и   как можно быстрее. Сделать это нужно не только для того, чтобы ваш транзистор успевал работать на высоких частотах. Чем выше напряжение на затворе транзистора, тем меньше сопротивления канала у MOSFET или меньше напряжение насыщения коллектор-эмиттер у IGBT транзисторов. Пороговое значение напряжения открытия транзисторов обычно составляет 2 – 4 вольта, а максимальное при котором транзистор полностью открыт 10-15 вольт. Поэтому следует подавать напряжение 10-15 вольт. Но даже в таком случае ёмкость затвора заряжается не сразу и какое-то время транзистор работает на нелинейном участке своей характеристики с большим сопротивлением канала, что приводит к большому падению напряжения на транзисторе и его чрезмерному нагреву. Это так называемое проявление эффекта Миллера.

Для того чтобы ёмкость затвора быстро зарядилась и транзистор открылся, необходимо чтобы ваша схема управления могла обеспечить как можно больший ток заряда транзистора. Ёмкость затвора транзистора можно узнать из паспортных данных на изделие и при расчете следует принять Свх = Сiss.

Для примера возьмём MOSFET – транзистор IRF740. Он обладает следующими интересующими нас характеристиками:

Время открытия (Rise Time — Tr) = 27 (нс)

Время закрытия (Fall Time — Tf) = 24 (нс)

Входная ёмкость (Input Capacitance — Сiss) = 1400 (пФ)

Максимальный ток открытия транзистора рассчитаем как:

Максимальный ток закрытия транзистора определим по тому же принципу:

Так как, обычно мы используем для питания схемы управления 12 вольт, то токоограничивающий резистор определим используя закон Ома.

То есть, резистор Rg=20 Ом, согласно стандартному ряду Е24.

Заметьте, что управлять таким транзистором напрямую от контроллера не получится, введу того, что максимальное напряжение, которое может обеспечить контроллер, будет в пределах 5 вольт, а максимальный ток в пределах 50 мА. Выход контроллера будет перегружен, а на транзисторе будет проявляться эффект Миллера, и ваша схема очень быстро выйдет из строя, так как кто-то, или контроллер, или транзистор, перегреются раньше.Поэтому необходимо правильно подобрать драйвер.Драйвер представляет собой усилитель мощности импульсов и предназначен для управления силовыми ключами. Драйверы бывают верхнего и нижнего ключей в отдельности, либо объединенные в один корпус в драйвер верхнего и нижнего ключа, например, такие как IR2110 или IR2113.Исходя из информации изложенной выше, нам необходимо подобрать драйвер, способный поддерживать ток затвора транзистора Ig = 622 мА.Таким образом, нам подойдёт драйвер IR2011 способный поддерживать ток затвора Ig = 1000 мА.

Так же необходимо учесть максимальное напряжение нагрузки, которое будут коммутировать ключи. В данном случае оно равно 200 вольт.Следующим, очень важным параметром является скорость запирания. Это позволяет устранить протекание сквозных токов в двухтактных схемах, изображенной на рисунке ниже, вызывающие потери и перегрев.

Если вы внимательно читали начало статьи, то по паспортным данным транзистора видно, что время закрытия должно быть меньше времени открытия и соответственно ток запирания выше тока открытия If>Ir. Обеспечить больший ток закрытия, можно уменьшив сопротивление Rg, но тогда также увеличится и ток открытия, это повлияет на величину коммутационного всплеска напряжения при выключении, зависящего от скорости спада тока di/dt. С этой точки зрения повышение скорости коммутации является в большей степени негативным фактором, снижающим надежность работы устройства.

В таком случае воспользуемся замечательным свойством полупроводников, пропускать ток в одном направлении, и установим в цепи затвора диод, который будет пропускать ток запирания транзистора If.

Таким образом, отпирающий ток Ir будет протекать через резистор R1, а запирающий ток If — через диод VD1, а так как сопротивление p – n перехода диода намного меньше, чем сопротивление резистора R1, то и If>Ir. Для того чтобы ток запирания не превышал своего значения, последовательно с диодом включим резистор, сопротивление которого определим пренебрегая сопротивлением диода в открытом состоянии.

Возьмем ближайший меньший из стандартного ряда Е24 R2=16 Ом.

 

Теперь рассмотрим, что же обозначает название драйвера верхнего и драйвера нижнего ключа.Известно, что MOSFET и IGBT транзисторы управляются напряжением, а именно напряжением заствор-исток (Gate-Source) Ugs.Что же такое верхний и нижний ключ? На рисунке ниже приведена схема полумоста. Данная схема содержит верхний и нижний ключи, VT1 и VT2 соответственно. Верхний ключ VT1 подключен стоком к плюсу питания Vcc, а истоком к нагрузке и должен открываться напряжением приложенным относительно истока. Нижний же ключ, стоком подключается к нагрузке, а истоком к минусу питания (земле), и должен открываться напряжением, приложенным относительно земли.

И если с нижним ключом все предельно ясно, подал на него 12 вольт – он открылся, подал на него 0 вольт — он закрылся, то для верхнего ключа нужна специальная схема, которая будет открывать его относительно напряжения на истоке транзистора. Такая схема уже реализована внутри драйвера. Все что нам нужно, это добавить к драйверу бустрептную ёмкость С2, которая будет заряжаться напряжением питания драйвера, но относительно истока транзистора, как это изображено на рисунке ниже. Именно этим напряжением и будет отпираться верхний ключ.

Данная схема вполне работоспособна, но использование бустрептной ёмкости позволяет ей работать в узких диапазонах. Эта ёмкость заряжается, когда открыт нижний транзистор и не может быть слишком большой, если схема должна работать на высоких частотах, и так же не может быть слишком маленькой при работе на низких частотах. То есть при таком исполнении мы не можем держать верхний ключ бесконечно открытым, он закроется сразу после того как разрядится конденсатор С2, если же использовать ёмкость побольше, то она может не успеть перезарядится к следующему периоду работы транзистора.Мы не раз сталкивались с данной проблемой и очень часто приходилось экспериментировать с подбором бустрептной ёмкости при изменении частоты коммутации или алгоритма работы схемы. Проблему решили со временем и очень просто, самым надежным и «почти» дешевым способом. Изучая Technical Reference к DMC1500, нас заинтересовало назначение разъёма Р8.

Почитав внимательно мануал и хорошо разобравшись в схеме всего привода, оказалось, что это разъём для подключения отдельного, гальванически развязанного питания. Минус источника питания мы подключаем к истоку верхнего ключа, а плюс ко входу драйвера Vb и плюсовой ножке бустрептной ёмкости. Таким образом, конденсатор постоянно заряжается, за счет чего появляется возможность держать верхний ключ открытым на столько долго, на сколько это необходимо, не зависимо от состояния нижнего ключа. Данное дополнение схемы позволяетреализовать любой алгоритм коммутации ключей.В качестве источника питания для заряда бустрептной ёмкости можно использовать как обычный трансформатор с выпрямителем и фильтром, так и DC-DC конвертер.

redblot.ru

Как выбрать mosfet. » Хабстаб

В этой статье мы рассмотрим на какие параметры необходимо обратить внимание при выборе mosfet, работающего в ключевом режиме. Транзистор, работающий в ключевом режиме, можно представить себе как переключатель, который имеет два положения: включено и выключено. Обычно этот режим применяется для управления реле, лампочкой, двигателем и прочей нагрузкой, потребляющей большой ток.1. Для начала надо узнать напряжение цепи в которой будет работать транзистор, это напряжение будет приложено к выводам Drain и Source.Далее, необходимо отобрать транзисторы параметр Vds(Drain to Source Voltage ) которых минимум в 1.5 — 2 раза выше.

2. Другой не менее важный параметр — это ток, который мы хотим пропустить через транзистор. Максимальное значение тока, который можно пропустить через mosfet определяет параметр Id(Drain Current). Его значение также должно превышать реальный ток в 1.5 — 2 раза. Но это ещё не все, Id, в свою очередь, зависит от температуры.

На графике видно, что с увеличением температуры корпуса ток, который может пропустить через себя транзистор уменьшается. Поэтому реальное значение Id надо выбирать исходя из того, при какой температуре mosfet будет работать.

3.Так как мы собираемся управлять нагрузкой, у нас наверняка должна быть управляющая схема и нам необходимо узнать какое напряжение у неё на выходе. Это напряжение подаётся на вывод, именуемый затвором или gate.

Напряжение на затворе транзистора ограничивают два параметра:

  • Vgs(th)(Gate to Source Threshold Voltage) – пороговое напряжение затвор-исток при котором начинает открываться переход сток-исток
  • Vgs(Gate to Source Threshold Voltage) - максимальное напряжение затвор-исток
Управляющее напряжение должно быть где-то между ними.

4.Также от величины управляющего напряжения зависит сопротивление канала, обозначаемое в даташите как Rds

  • Rds(on) - Drain to Source On Resistance - сопротивление перехода сток-исток в открытом состоянии
От значения Rds зависит мощность(P = I²*Rds), которая будет выделяться на транзисторе. Также надо обратить внимание чтобы значение Rds было хотя бы на порядок меньше(в 10 раз) сопротивления нагрузки.

Обычно в даташите производитель указывает напряжение Vgs, при котором он гарантирует значение Rds, в некоторых даташитах таких значений приводится несколько, например, для одного и того же транзистора

  • Rds(on) @ 10 V = 2.5 Ohms
  • Rds(on) @ 4.5 V = 3 Ohms
Чем меньше значение Rds, тем меньше будет греться транзистор.

Зная Rds можно найти ток, который потечёт через транзистор, для этого надо к сопротивлению нагрузки прибавить значение Rds и напряжение цепи поделить на получившееся сопротивление.

I = U/(Rнагрузки + Rds)

Отлично мы нашли ток который потечёт через транзистор, теперь надо убедиться, что транзистор сможет пропустить этот ток при данном напряжении на затворе. Для этого находим график зависимости тока стока(Id) от напряжения на затворе(Vgs).На этом графике представлена зависимость максимального Id от Vgs, если получившееся при расчётах значение меньше полученного из графика, идём дальше, если нет - ищем способ увеличить напряжение Vgs или другой транзистор.

5.Осталось только разобраться какая мощность будет выделяться на кристалле и способен ли эту мощность рассеять транзистор. И здесь есть один нюанс, обычно в даташите указывают максимальную мощность кристалла при температуре корпуса 25°

но не факт, что ту же мощность сможет рассеять корпус транзистора, по этой причине транзисторы часто устанавливают на радиатор.Как узнать нужен ли радиатор?Для начала надо рассчитать мощность которая выделяется на кристалле, считается она по следующей формуле

P = I²*Rds

Дальше открываем даташит и находим температурное сопротивление кристалл-окружающая среда RθJARθJA показывает на сколько изменится температура кристалла относительно окружающей среды, при изменении мощности на один ватт. Теперь если умножить полученное количество ватт на этот параметр и прибавить температуру окружающей среды, можно вычислить температуру кристалла. А как известно она не должна превышать рабочую температуру кристалла (Operating Junction) равную 175°.Если получившееся при расчёте значение превышает рабочую температуру кристалла, то необходимо транзистор установить на радиатор. Размеры радиатора конечно же можно и нужно рассчитать, но так как изготавливать радиатор вряд ли кто-то будет, выбираем его из имеющихся.

hubstub.ru


Смотрите также